CBB電容(如WIMA電容), 云母電容[如金、銀云母電容), 獨石電容等均屬高頻電容。

高頻電容和低頻電容的區別是由構成它的材料和結構決定的,不是由容量決定的。

高頻電容適合用于高頻濾波的場合 ——- 比如電腦主板和開關電源的二次輸出整流,低頻電容適合用于低頻濾波的場合 ——- 比如交流電整流以后的濾波。

1、高Q值C0G系列MLCC,屬于微波陶瓷多層片式瓷介電容器;

2、采用順電體微波介質材料;

3、具有極高的穩定性,其電容量幾乎不受時間、交流、直流信號的影響;

4、具有極低的介質損耗,即極高的Q值,超低的ESR。

5、適用于要求Hi-Q、超低ESR的射頻微波線路。

分析了開關電源中高頻變壓器在考慮了變壓器繞組導體的電位分布情況下的電場儲能特性和共模電磁干擾發射特性。指出采用一端口入端電容描述電場儲能效應,而采用二端口轉移阻抗電容描述共模電磁干擾發射效應,并提出了相應的參數計算方法。在此基礎上,建立了新的高頻變壓器電容效應模型,該模型可以同時兼顧變壓器的電場能量儲存特性和共模噪音抑制特性,能合理地揭示變壓器內共模噪音電流的流動機理。實驗和仿真結果均驗證了理論分析和模型。

現有變壓器模型介紹

普遍使用的變壓器模型,該模型含有3個集總電容,包括原邊繞組電容Cp,副邊繞組雜散電容Cs,原邊和副邊繞組間的雜散電容CPS1、Cps2。其中Cp和Cs分別反映了變壓器內原邊和副邊各自內部存儲的電場能量,而Cps1、Cps2則代表了變壓器原邊和副邊的電場耦合能力,是影響共模電流大小的重要因素之一,是電磁干擾分析中的關鍵參數。

在開關電源的電磁干擾分析中,變壓器原邊和副邊間的電容Cps1、Cps2是共模干擾噪音的重要通道,對該電容的測量和估算是準確預測共模噪音并采取有效抑制措施的前提條件。按照以往直接測量變壓器原邊和副邊得到的電容在實際電路分析中存在很大的問題,例如直接用LCR表測得的Cps1、Cps2,就無法考慮到變壓器繞組線圈上的電位分布的影響,其電容值僅由繞組相對面積和繞組間的間距等結構參數決定,很多文獻稱之為結構電容。而在實際應用中,變壓器線圈各匝間電位分布不是固定值而是有一定的電位梯度分布,因此在電路分析中采用上述方法測量得到的電容參數不能準確描述變壓器的實際電容效應,需要采用能夠反映變壓器繞組電位分布的變壓器容性參數測試手段和計算方法。

在考慮變壓器繞組各匝匝間存在不同電位分布的情況下,變壓器的繞組間電容一般通過變壓器的電場存儲能量來計算,得到變壓器的能量端口有效電容。

共模端口有效電容

變壓器的分布電容是共模電流傳輸通路的重要參數,用變壓器存儲電場能量歸算得到的能量端口有效電容,并不能反映變壓器對共模電流傳導的特性,因為變壓器的能量端口有效電容是一端口網絡參數,是從電壓施加側看進去的同一端的等效電容,它反映了變壓器存儲電場能量的能力。而描述變壓器內共模噪音電流流動的有效電容應該是一個二端口網路參數,即噪音源施加于變壓器的一端口,而共模噪音電流是經兩個繞組間的分布電容由另一端口流出。 以反激式開關電源為例解釋了其中的差異,原邊噪音源產生的共模噪音經變壓器繞組間電容耦合到變壓器的副邊,流入副邊由對地分布電容經LISN阻抗回到地。

由儲存能量得到的能量端口有效電容,該等效電容是將原邊和副邊間的存儲能量歸算至原邊電位Up,歸算得到的能量端口有效電容反映了原邊和副邊之間所存儲的電場能量,是原邊施加電位Up的參數CE=f(Up),是一端口的阻抗參數。則體現了原邊所施加電壓Up的情況下,共模電流由變壓器副邊流出,其對應的有效電容體現了變壓器一端口施加電壓,另一端口出現的共模電流大小的二端口轉移阻抗的概念CQ=f(Up, iCM)。明顯的基于能量計算得到的描述一端口的有效電容并不等同于描述共模噪音的二端口有效轉移阻抗電容,不適合用來分析共模噪音電流。

變壓器電容特性建模

能量端口有效電容和共模有效電容均為折算到原邊電壓Up的有效電容,其中能量端口有效電容為CE=C0/3,表征了變壓器存儲電場能量的物理特性,而用形成位移電流的感應電荷計算的共模端口有效電容為CQ=C0/2,表征了變壓器對共模噪音的抑制特性。兩個端口有效電容間存在差異,而且CQ>CE,原有的模型無法同時表達這兩種特性,為此需要對變壓器進行重新建模。考慮了變壓器線圈電位分布的新模型,該模型在原有兩個集總電容的基礎上增加了一個新的集總電容Cps3,這3個電容參數并不是簡單的把總的Cps 分為三等分,即 Cps1=Cps2=Cps3=Cps/3,對這3個電容的參數進行分析計算,以期可以同時表達變壓器存儲能量和共模噪音抑制的兩種特性。

共模噪聲測試包括2端和3端兩種接入情況:3端輸入時變壓器的共模電磁干擾信號經副邊側母線直接流回地線,變壓器的原邊靜點(電壓非跳變點)和副邊靜點(電壓非跳變點)間的電位差就是噪音電流流經LISN標準50Ω電阻的電位差,考慮到噪音電流為μA數量級,此電位差可以忽略不計,認為原邊靜點與副邊靜點電位相同;而2端輸入時共模噪聲經副邊對地分布電容Cg構成回路,此電容一般很小,因此副邊噪聲電位可以看作與原邊的中點電位相同為Up/2。

分析了高頻電容土壤水分傳感機理,建立了附加電阻高頻土壤水分數學模型,設計了附加電阻平行板電容傳感器檢測電路,并進行實際土壤測試實驗。結果表明,土壤電容值與土壤的重量含水量近似成線性關系,在1%的土壤水分含量誤差范圍內,能夠準確地測定土壤水分含量,消除了電導引起的測量誤差。

附加電阻法電容土壤水分傳感器設計

1、電容土壤水分模型的構建及測量頻率的確定

對于土壤介質來說,影響其介電特性的因素很多,包括電磁頻率、土壤含水量、土壤質地等,但以電磁頻率的影響最大。當頻率低于1MHz時,其介電常數存在一個離子電導而造成的介電常數分散區,表現為介電常數很大;只有當電磁頻率高于1MHz時,受土壤質地和結構的影響較小,介電常數才較為穩定。但是隨著頻率的增加, 許多寄生效應隨之產生,如集膚效應和鄰近效應等。因此,測量方案選用的頻率為10MHz高頻電容土壤水分傳感器的電氣模型。

土壤模型主要由電容Cx 和電阻Rx的并聯組成。其中,Lp 表示土壤電容器2個極板的寄生電感,它隨著極板正對面積的增大而減小,所產生的感抗隨頻率的增大而增大;Rp和Cp分別表示極板的寄生電阻和2個極板間的寄生電容,寄生電容的容抗隨頻率的增大而減小。通常情況下,在測試頻率為10MHz時,這些寄生參量值很小。

2、附加電阻法測量土壤水分模型的建立

為了采集土壤水分含量信息,采用分壓電阻法。其中,Rx和Cx構成了土壤的阻容并聯模型,Ra為附加電阻,Rc為串聯分壓電阻。當開關K的閉合時,Ra被加入到土壤模型中。通過開關的閉合和開啟,可以得到不同的輸出電壓值,經過計算,從而確定土壤的等效電容分量,最終得到土壤的水分含量。

在附加電阻Ra接入和斷開2種情況下,討論輸出信號與輸入信號之間的關系,通過數學計算得到土壤等效電容分量值,再由電容傳感器輸出特性,最終求得土壤中的水分含量。

平行板電容傳感器的結構設計

考慮到盡量不破壞土壤的結構狀況,根據平行板電容器的原理,設計了平行板電容傳感器。為了避免外界電磁波和自身邊緣效應的影響,采用了全屏蔽的方法,即把1對正對的平行板電容器放在封閉的立方體金屬殼體內部,屏蔽罩接地。其中2個金屬極板的尺寸均為80mm×80mm,極板間距為80mm。

由于平行板電容器電力線有邊緣效應,所以在測試土壤水分時,用取土器取傳感器容積大小的土壤,讓土樣完全充滿槽體,保證土樣全部處于平行板電容器的平行電力線均勻電場中,以減小傳感器結構造成的誤差。

附加電阻法測試土壤水分含量的試驗及分析

根據附加電阻法原理,采用實際的電容和電阻模擬土壤介電特性,在電阻值固定的情況下,改變電容值,應用設計的電路進行檢測,其中,Cx為模擬土壤的電容值,uo1,uo2分別為Ra連接和斷開時的輸出信號電壓,Cx為根據實測數據計算的土壤模型電容分量值。在該試驗中,模擬土壤的電阻值Rx 為100Ω、串聯分壓電阻Rc采用99Ω, 附加電阻 Ra為99Ω,輸入信號電壓 ( 頻率為10MHz)為1380mV。